«Один в поле не воин». Так можно символически охарактеризовать однотранзисторные ключи. Естественно, в паре с себе подобными решать поставленные задачи гораздо легче. Введение второго транзистора позволяет снизить требования к разбросу и величине коэффициента передачи А 2 1э- Двухтранзисторные ключи широко применяются для коммутации повышенных напряжений, а также для пропускания большого тока через нагрузку.

На Рис. 2.68, a…y приведены схемы подключения двухтранзисторных ключей на биполярных транзисторах к MK.

Рис. 2.68. Схемы подключения двухтранзисторных ключей на биполярных транзисторах (начало):

а)транзистор VT1 служит эмиттерным повторителем. Он усиливает ток и через ограничительный резистор R2 подаёт его в базу транзистора VT2, который непосредственно управляет нагрузкой R H ;

б) транзисторы K77, VT2 включены по схеме Дарлингтона (другое название «составной транзистор»). Общее усиление равно произведению коэффициентов передачи Л 21Э обоих транзисторов. Транзистор VT1 обычно ставят маломощный и более высокочастотный, чем VT2. Резистор R1 определяет степень насыщения «пары». Сопротивление резистора R2 выбирается обратно пропорционально току в нагрузке: от нескольких сотен ом до десятков килоом;

в) схема Д.Бокстеля. Диод Шоттки VD1 ускоряет запирание мощного транзистора VT2, повышая в 2…3 раза крутизну фронтов сигнала на частоте 100 кГц. Тем самым нивелируется основной недостаток схем с транзисторами Дарлингтона - низкое быстродействие;

г) аналогично Рис. 2.68, а, но транзистор VT1 открывается при переводе линии MK в режим входа с Z-состоянием или входа с внутренним « pull-up» резистором. В связи с этим уменьшается токовая нагрузка на линию порта, но снижается экономичность за счёт рассеяния дополнительной мощности на резисторе R1 при НИЗКОМ уровне на выходе MK;

д) «само защищённый ключ» на силовом транзисторе VT2 и ограничивающем транзисторе VT1 Как только ток в нагрузке Л н превысит определённый порог, например, из-за аварии или замыкания, на резисторе R3 выделяется напряжение, достаточное для открывания транзистора VT1 Он шунтирует базовый переход транзистора VT2, вызывая ограничение выходного тока;

е) двухтактный усилитель импульсов на транзисторах разной структуры; О

ж) транзистор И72открывается с относительно малой задержкой по времени (R2, VD1, C7), а закрывается - с относительно большой задержкой по времени (C7, R3, VT1)\

з) высоковольтный ключ, обеспечивающий фронты импульсов 0.1 МК с при частоте повторения до 1 МГц. В исходном состоянии транзистор VT1 открыт, а ГТ2закрыт. На время импульса транзистор VT1 открывается и через него быстро разряжается ёмкость нагрузки 7? н. Диод VD1 исключает протекание сквозных токов через транзисторы VT1, VT2\

и) составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT1, ГТ2обладает сверхбольшим коэффициентом усиления по току. Резистор 7?2гарантированно закрывает транзисторы при НИЗКОМ уровне на выходе MK;

к)транзистор VT1 в открытом состоянии блокирует транзистор VT2. Резистор R1 служит коллекторной нагрузкой транзистора VT1 и ограничителем базового тока для транзистора VT2\ л) мощный двухтактный каскад с буферной логической микросхемой 7)7)7, которая имеет выходы с открытым коллектором. Сигналы с двух линий MK должны быть противофазными. Резисторы R5, 7?6ограничиваюттоки в нагрузке, подключаемой к цепи 6 вых; О

м) ключ для нагрузки Л н, которая подключается к источнику отрицательного напряжения. Транзистор VT1 служит эмиттерным повторителем, а транзистор VT2 - усилителем с общей базой. Максимальный ток нагрузки определяется по формуле / н [мА] = 3.7 /Л,[кОм]. Диод VDJ защищает транзистор VT2 от переполюсовки питания.

н) ключ на транзисторах разной структуры. Резистор R1 определяет ток в нагрузке R H , но подбирать его надо осторожно, чтобы не превысить ток базы транзистора VT2 при полностью открытом транзисторе VT1 Схема критична к коэффициентам передачи обоих транзисторов;

о) аналогично Рис. 2.68, н, но транзистор VT1 используется как ключ, а не как переменное сопротивление. Ток в нагрузке задаётся резистором R4. Резистор R5 ограничивает начальный пусковой ток транзистора VT2 при большой ёмкостной составляющей нагрузки R H . Схема не критична к коэффициентам передачи транзисторов. Если в качестве К72используется «суперба» транзистор KT825, то сопротивление R4 следует увеличить до 5.1 …10 кОм;

п) практический пример коммутации высоковольтного напряжения 170 В при низком токе нагрузки при сопртивлении R H не менее 27 кОм;

p) аналогично Рис. 2.68, н, но с активным НИЗКИМ уровнем на выходе MK; О

О Рис. 2.68. Схемы подключения двухтранзисторных ключей на биполярных транзисторах (окончание):

с) транзисторы VT1 и кТ2работают в противофазе. Напряжение в нагрузку Л н подаётся через транзистор VT2 и диод VD1, при этом транзистор VT1 должен быть закрыт ВЫСОКИМ уровнем с верхнего выхода MK. Чтобы снять напряжение с нагрузки, транзистор Г72закрывается ВЫСОКИМ уровнем с нижнего выхода MK, после чего транзистор VT1 открывается и через диод VD2 ускоренно разряжает ёмкость нагрузки. Достоинство - высокое быстродействие, возможность быстрой повторной подачи напряжения в нагрузку;

т) на MK подаётся «взвешенное» и отфильтрованное питание в диапазоне 4…4.5 В. Обеспечивают это гасящий стабилитрон VD1 и помехоподавляющий конденсатор C1. При ВЫСОКОМ уровне на выходе МК транзисторы K77, Г72закрыты, при НИЗКОМ - открыты. Максимально допустимый ток стабилитрона VD1 должен быть таким, чтобы он был больше суммы тока потребления MK, тока через резистор R1 при НИЗКОМ уровне на выходе MK и тока внешних цепей, если они подключены к MK по другим линиям портов;

у) видеоусилитель натранзисторах VT1 и VT2, которые включены по схеме Шиклаи (Sziklai). Это разновидность схемы Дарлингтона, но на транзисторах разной проводимости. Данная «парочка» эквивалентна одному транзистору структуры п-р-п со сверхвысоким коэффициентом усиления Л21Э. Диоды VD1, КД2защищаюттранзисторы от выбросов напряжения, проникающих извне по цепи ВЫх- Резистор R1 ограничивает ток при случайном коротком замыкании в кабеле, подстыкованном к внешней удалённой нагрузке 75 Ом.

Базовым логическим элементом серий является логический элемент И-НЕ. На рис. 2.3 приведены схемы трех первоначальных элементов И-НЕ ТТЛ. Все схемы содержат три основных каскада: входной на транзисторе VT1 , реализующий логическую функцию И; фазоразделительный на транзисторе VT2 и двухтактный выходной каскад.

Рис 2.3.a. Принципиальная схема базового элемента серии К131

Принцип работы логического элемента серии К131 (рис. 2.3.а) следующий: при поступлении на любой из входов сигнала низкого уровня (0 – 0,4В), базо-эмиттерный переход многоэмиттерного транзистора VT1 смещается в прямом направлении (отпирается), и практически весь ток, протекающий через резистор R1, ответвляется на "землю", вследствие чего VT2 закрывается и работает в режиме отсечки. Ток, протекающий через резистор R2, насыщает базу транзистора VT3. Транзисторы VT3 и VT4 подключенные согласно схеме Дарлингтона, образуют составной транзистор, который представляет собой эмиттерный повторитель. Он выполняет функцию выходного каскада для усиления мощности сигнала. На выходе схемы образуется сигнал высокого логического уровня.

В случае, если на все входы подаётся сигнал высокого уровня, базо-эмиттерный переход многоэмиттерного транзистора VT1 находится в закрытом режиме. Ток, протекающий, через резистор R1 насыщает базу транзистора VT1, вследствие чего, отпирается транзистор VT5 и на выходе схемы устанавливается уровень логического нуля.

Поскольку в момент переключения транзисторы VT4 и VT5 открыты и через них протекает большой ток, в схему введён ограничительный резистор R5.

VT2, R2 и R3 образуют фазоразделительный каскад. Он необходим для поочередного включения выходных n-p-n транзисторов. Каскад имеет два выхода: коллекторный и эмиттерный, сигналы на которых противофазны.

Диоды VD1 - VD3 являются защитой от отрицательных импульсов.

Рис 2.3.б, в. Принципиальные схемы базовых элементов серий К155 и K134

В микросхемах серий К155 и К134 выходной каскад построен на повторителе не составном (только транзистор VT3 ) и насыщаемом транзисторе VT5 с введением диода сдвига уровня VD4 (рис. 2.3,б, в). Два последних каскада образуют сложный инвертор, реализующий логическую операцию НЕ. Если ввести два фазоразделительных каскада, то реализуется функция ИЛИ-НЕ.

На рис. 2.3, а показан базовый логический элемент серии К131 (зарубежный аналог - 74Н). Базовый элемент серии К155 (зарубежный аналог - 74) показан на рис. 2.3, б, а на рис. 2.3, в - элемент серии К134 (зарубежный аналог - 74L). Сейчас эти серии практически не развиваются.

Микросхемы ТТЛ первоначальной разработки стали активно заменяться на микросхемы ТТЛШ, имеющие во внутренней структуре переходы с барьером Шотки. В основе транзистора с переходом Шотки (транзистора Шотки) лежит известная схема ненасыщенного транзисторного ключа (рис. 2.4.а).

Рис 2.4. Пояснение принципа получения структуры с переходом Шотки:
a - ненасыщенный транзисторный ключ; б - транзистор с диодом Шотки; в - символ транзистора Шотки.

Чтобы транзистор не входил в насыщение, между коллектором и базой включают диод. Применение диода обратной связи для устранения насыщения транзистора впервые предложено Б. Н. Кононовым Однако в этом случае может увеличиться до 1 В. Идеальным диодом является диод с барьером Шотки. Он представляет собой контакт, образованный между металлом и слегка легированным n-полупроводником. В металле только часть электронов являются свободными (те, что находятся вне зоны валентности). В полупроводнике свободные электроны существуют на границе проводимости, созданной добавлением атомов примеси. При отсутствии напряжения смещения число электронов, пересекающих барьер с обеих сторон, одинаково, т. е. ток отсутствует. При прямом смещении электроны обладают энергией для пересечения потенциального барьера и прохождения в металл. С увеличением напряжения смещения ширина барьера уменьшается и прямой ток быстро возрастает.

При обратном смещении электронам в полупроводнике требуется больше энергии для преодоления потенциального барьера. Для электронов в металле потенциальный барьер не зависит от напряжения смещения, поэтому протекает небольшой обратный ток, который практически остается постоянным до наступления лавинного пробоя.

Ток в диодах Шотки определяется основными носителями поэтому он больше при одном и том же прямом смещении а, следовательно, прямое падение напряжения на диоде Шотки меньше, чем на обычном p-n переходе при данном токе. Таким образом, диод Шотки имеет пороговое напряжение открывания порядка (0,2-0,3) В в отличие от порогового напряжения обычного кремниевого диода 0,7 В и значительно снижает время жизни неосновных носителей в полупроводнике.

В схеме рис. 2.4, б транзистор VT1 удерживается от перехода в насыщение диодом Шатки с низким порогом открывания (0.2...0.3) В, поэтому напряжение повысится мало по сравнению с насыщенным транзисторомVT1 . На рис. 2.4, в показана схема с «транзистором Шотки». На основе транзисторов Шотки выпущены микросхемы двух основных серии ТТЛШ (рис. 2.5)

На рис. 2.5, а показана схема быстродействующего логического элемента, применяемого как основа микросхем серии К531 (зарубежный аналог - 74S), (S - начальная буква фамилии немецкого физика Шотки (Schottky)). В этом элементе в эмиттерную цепь фазоразделительного каскада, выполненного на транзисторе VT2 , включен генератор тока - транзистор VT6 с резисторами R4 и R5 . Это позволяет повысить быстродействие логического элемента. В остальном данный логический элемент аналогичен базовому элементу серии К131. Однако введение транзисторов Шотки позволило уменьшить tзд.р вдвое.

На рис. 2.5, б показана схема базового.логического элемента серии К555 (зарубежный аналог - 74LS) . В этой схеме вместо многоэмиттерного транзистора на входе использована матрица диодов Шотки. Введение диодов Шатки исключает накопление лишних базовых зарядов, увеличивающих время выключения транзистора, и обеспечивает стабильность времени переключения в диапазоне температур.

Резистор R6 верхнего плеча выходного каскада создает необходимое напряжение на базе транзистора VT3 для его открывания. Для уменьшения потребляемой мощности, когда логический элемент закрыт () , резистор R6 подключе не к общей шине, а к выходу элемента.

Диод VD7 , включенный последовательно с R6 и параллельно резистору коллекторной нагрузки фазоразделительного каскада R2 , позволяет уменьшить задержку включения схемы за счет использования части энергии, запасенной в емкости нагрузки, для увеличения тока коллектора транзистора VT1 в переходном режиме.

Транзистор VT3 реализуется без диодов Шoтки, т. к, он работает в активном режиме (эмиттерный повторитель).

7.1 Расчет рабочей точки. Транзистор VT2

Рисунок 7.1 - Предварительная схема усилителя

Возьмем Rк = 80 Ом.

Кроме того при выборе транзистора следует учесть: f в =17,5 МГц.

Этим требованиям соответствует транзистор 2Т3129А9. Однако данные о его параметрах при заданном токе и напряжении недостаточны, поэтому выберем следующую рабочую точку:

I ко = 15мА,

Таблица 7.1 - Параметры используемого транзистора

Наименование	Обозначение	Значения
	Емкость коллекторного перехода
	Емкость эмиттерного перехода
	Граничная частота транзистора
	Статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ
	Температура окружающей среды
	Постоянный ток коллектора
	Температура перехода
	Постоянная рассеиваемая мощность (без теплоотвода)

Рассчитаем параметры эквивалентной схемы для данного транзистора используя формулы 5.1 - 5.13.

rб= =10 Ом; gб==0,1 Cм, где

rб-сопротивление базы,

rэ= ==2,5 Ом, где

rэ-сопротивление эмитера.

gбэ===3,96 мСм, где

gбэ-проводимость база-эмитер,

Cэ===2,86 пФ, где

Cэ-ёмкость эмиттера,

Ri= =400 Ом, где

7.1.1 Расчет эмиттерной коррекции

где - глубина обратной связи;

f в каскада равна:

Примем, тогда:

f в каскада равна:

7.1.2 Расчет схемы термостабилизации

Используем эмиттерную стабилизация поскольку был выбран маломощный транзистор, кроме того эмиттерная стабилизация уже применяется в рассчитываемом усилителе. Схема эмиттерной термостабилизации приведена на рисунке 4.1.

Порядок расчета:

1. Выберем напряжение эмиттера, ток делителя и напряжение питания;

2. Затем рассчитаем.

Напряжение эмиттера выбирается равным порядка. Выберем.

Ток делителя выбирается равным, где - базовый ток транзистора и вычисляется по формуле:

Напряжение питания рассчитывается по формуле: В

Расчёт величин резисторов производится по следующим формулам:

В диапазоне температур от 0 до 50 градусов для рассчитанной подобным образом схемы, результирующий уход тока покоя транзистора, как правило, не превышает (10-15)%, то есть схема имеет вполне приемлемую стабилизацию.

7.2 Транзистор VT1

В качестве транзистора VT1 используем транзистор 2Т3129А9 с той же рабочей точкой что и для транзистора VT2:

I ко = 15мА,

Возьмем Rк = 80 Ом.

Рассчитаем параметры эквивалентной схемы для данного транзистора используя формулы 5.1 - 5.13 и 7.1 - 7.3.

Ск(треб)=Ск(пасп)*=12=12 пФ, где

Ск(треб)-ёмкость коллекторного перехода при заданном Uкэ0,

Ск(пасп)-справочное значение ёмкости коллектора при Uкэ(пасп).

rб= =10 Ом; gб==0,1 Cм, где

rб-сопротивление базы,

Справочное значение постоянной цепи обратной связи.

rэ= ==2,5 Ом, где

rэ-сопротивление эмитера.

gбэ===3,96 мСм, где

gбэ-проводимость база-эмитер,

Справочное значение статического коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером.

Cэ===2,86 пФ, где

Cэ-ёмкость эмиттера,

fт-справочное значение граничной частоты транзистора при которой =1

Ri-выходное сопротивление транзистора,

Uкэ0(доп), Iк0(доп)-соответственно паспортные значения допустимого напряжения на коллекторе и постоянной составляющей тока коллектора.

Входное сопротивление и входная емкость нагружающего каскада.

Верхняя граничная частота при условии что на каждый каскад приходится по 0,75 дБ искажений. Желательно ввести коррекцию.

7.2.1 Расчет эмиттерной коррекции

Схема эмиттерной коррекции представлена на рисунке 7.2.

Рисунок 7.2 - Схема эмиттерной коррекции промежуточного каскада

Эмиттерная коррекция вводится для коррекции искажений АЧХ вносимых транзистором, увеличивая амплитуду сигнала на переходе база-эмиттер с ростом частоты усиливаемого сигнала.

Коэффициент усиления каскада описывается выражением:

где - глубина обратной связи;

в и параметры рассчитанные по формулам 5.7, 5.8, 5.9.

При заданном значении F, значение определяется выражением:

f в каскада равна:

Примем, тогда:

f в каскада равна:

Импульсный усилитель

Как уже указывалось, для работы в предварительных каскадах выбран транзистор ГТ320А. Приводимые в справочниках значения параметров измерены при определенных значениях ЕКО и IKO...

Расчет усилительного устройства

Фиксация рабочей точки осуществляется сопротивлениями R12 и R22. По выходным характеристикам транзистора находится IБа2=53,33 мкА. По входным характеристикам транзистора находится UБЭа2=698 мВ...

Усилитель импульсный

Рассчитаем рабочую точку двумя способами: 1. При использовании активного сопротивления Rк в цепи коллектора. 2. При использовании дросселя в цепи коллектора. 1...

Усилитель импульсный

Исходные данные для курсового проектирования находятся в техническом задании. Средне статистический транзистор даёт усиление в 20 дБ, по заданию у нас 40 дБ, отсюда получим, что наш усилитель будет иметь как минимум 2 каскада...

Усилитель корректор

Рассчитаем рабочую точку транзистора для резистивного и дроссельного каскада используя формулы: , (4.1) где амплитуда напряжения на выходе усилителя,сопротивление нагрузки...

Как отмечалсь выше в качестве выходного каскада будем испльзовать каскад с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению обладающий наибольшей широкополосностью, при работе на ёмкостную нагрузку...

Усилитель модулятора лазерного излучения

При расчёте требуемого режима транзистора промежуточных и входного каскадов по постоянному току следует ориентироваться на соотношения, приведённые в пункте 3.3.1 с учётом того, что заменяется на входное сопротивление последующего каскада. Но...Усилитель мощности для 1-12 каналов TV

При расчёте режима предоконечного каскада условимся, что питание всех каскадов осуществляется от одного источника напряжения с номинальным значением Eп. Так как Eп=Uк0, то соответственно Uк0 во всех каскадах берётся одинаковое...

Возьмём Uвых в 2 раза больше чем заданное, так как часть выходной мощности теряется на ООС. Uвых=2Uвых(заданного)=2 (В) Расчитаем выходной ток: Iвых===0,04 (А) Расчитаем каскады с резистором и индуктивностью в цепи коллектора: Рисунок 2.2.1...

Усилитель приемного блока широкополосного локатора

При расчёте требуемого режима транзистора промежуточных и входного каскадов по постоянному току следует ориентироваться на соотношения, приведённые в пункте 2.2.1 с учётом того, что заменяется на входное сопротивление последующего каскада. Но...

Усилитель с обратной связью

Рабочую точку выбираем по формулам: мА. UкА=Umн+Umin= В PкА=UкАIкА=100 мВт Выбираем транзистор с параметрами: Iкmax=22 мА, Uкmax=18 В, Pmax=400 мВт. Таким транзистором может быть КТ339А. Этой рабочей точке соответствует ток базы 275 мкА, и напряжение Uэб=0...

Усилитель с обратной связью

Если взять, например, транзистор MJE3055T у него максимальный ток 10А, а коэффициент усиления всего около 50, соответственно, чтобы он открылся полностью, ему надо вкачать в базу ток около двухста миллиампер. Обычный вывод МК столько не потянет, а если влючить между ними транзистор послабже (какой-нибудь BC337), способный протащить эти 200мА, то запросто. Но это так, чтобы знал. Вдруг придется городить управление из подручного хлама — пригодится.

На практике обычно используются готовые транзисторные сборки . Внешне от обычного транзистора ничем не отличается. Такой же корпус, такие же три ножки. Вот только мощи в нем больно дофига, а управляющий ток микроскопический:) В прайсах обычно не заморачиваются и пишут просто — транзистор Дарлигнтона или составной транзистор.

Например пара BDW93C (NPN) и BDW94С (PNP) Вот их внутренняя структура из даташита.

Мало того, существуют сборки дарлингтонов . Когда в один корпус упаковывают сразу несколько. Незаменимая вещь когда надо рулить каким-нибудь мощным светодиодным таблом или шаговым двигателем (). Отличный пример такой сборки — очень популярная и легко доступная ULN2003 , способная протащить до 500 мА на каждый из своих семи сборок. Выходы можно включать в параллель , чтобы повысить предельный ток. Итого, одна ULN может протащить через себя аж 3.5А, если запараллелить все ее входы и выходы. Что мне в ней радует — выход напротив входа, очень удобно под нее плату разводить. Напрямик.

В даташите указана внутренняя структура этой микросхемы. Как видишь, тут также есть защитные диоды. Несмотря на то, что нарисованы как будто бы операционные усилители, здесь выход типа открытый коллектор. То есть он умеет замыкать только на землю. Что становится ясно из того же даташита если поглядеть на структуру одного вентиля.

7.2 Транзистор VT1

В качестве транзистора VT1 используем транзистор КТ339А с той же рабочей точкой что и для транзистора VT2:

Возьмем Rк = 100 (Ом).

Рассчитаем параметры эквивалентной схемы для данного транзистора используя формулы 5.1 - 5.13 и 7.1 - 7.3.

Ск(треб)=Ск(пасп)*=2×=1,41 (пФ), где

Ск(треб)-ёмкость коллекторного перехода при заданном Uкэ0,

Ск(пасп)-справочное значение ёмкости коллектора при Uкэ(пасп).

rб= =17,7 (Ом); gб==0,057 (Cм), где

rб-сопротивление базы,

Справочное значение постоянной цепи обратной связи.

rэ= ==6,54 (Ом), где

rэ-сопротивление эмитера.

gбэ===1,51(мСм), где

gбэ-проводимость база-эмитер,

Справочное значение статического коэффициента передачи тока в схеме с общим эмитером.

Cэ===0,803 (пФ), где

Cэ-ёмкость эмитера,

fт-справочное значение граничной частоты транзистора при которой =1

Ri= =1000 (Ом), где

Ri-выходное сопротивление транзистора,

Uкэ0(доп), Iк0(доп)-соответственно паспортные значения допустимого напряжения на коллекторе и постоянной составляющей тока коллектора.

– входное сопротивление и входная емкость нагружающего каскада.

Верхняя граничная частота при условии что на каждый каскад приходится по 0,75 дБ искажений. Данное значение f в удовлетворяет техническому заданию. Нет необходимости в коррекции.

7.2.1 Расчет схемы термостабилизации

Как было сказано в пункте 7.1.1 в данном усилителе наиболее приемлема эмиттерная термостабилизация поскольку транзистор КТ339А является маломощным, кроме того эмиттерная стабилизация проста в реализации. Схема эмиттерной термостабилизации приведена на рисунке 4.1.

Порядок расчета:

1. Выберем напряжение эмиттера, ток делителя и напряжение питания;

2. Затем рассчитаем.

Ток делителя выбирается равным, где - базовый ток транзистора и вычисляется по формуле:

Напряжение питания рассчитывается по формуле: (В)

Расчёт величин резисторов производится по следующим формулам:

8. Искажения вносимые входной цепью

Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рис. 8.1.

Рисунок 8.1 - Принципиальная схема входной цепи каскада

При условии аппроксимации входного сопротивления каскада параллельной RC-цепью, коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается выражением:

– входное сопротивление и входная емкость каскада.

Значение входной цепи рассчитывается по формуле (5.13), где вместо подставляется величина.

9. Расчет С ф, R ф, С р

В принципиальной схеме усилителя предусмотрено четыре разделительных конденсатора и три конденсатора стабилизации. В техническом задании сказано что искажения плоской вершины импульса должны составлять не более 5%. Следовательно каждый разделительный конденсатор должен искажать плоскую вершину импульса не более чем на 0.71%.

Искажения плоской вершины вычисляются по формуле:

где τ и - длительность импульса.

Вычислим τ н:

τ н и С р связаны соотношением:

где R л, R п - сопротивление слева и справа от емкости.

Вычислим С р. Сопротивление входа первого каскада равно сопротивлению параллельно соединенных сопротивлений: входного транзисторного, Rб1 и Rб2.

R п =R вх ||R б1 ||R б2 =628(Ом)

Сопротивление выхода первого каскада равно параллельному соединению Rк и выходного сопротивления транзистора Ri.

R л =Rк||Ri=90,3(Ом)

R п =R вх ||R б1 ||R б2 =620(Ом)

R л =Rк||Ri=444(Ом)

R п =R вх ||R б1 ||R б2 =48(Ом)

R л =Rк||Ri=71(Ом)

R п =R н =75(Ом)

где С р1 - разделительный конденсатор между Rг и первым каскадом, С 12 - между первым и вторым каскадом, С 23 - между вторым и третьим, С 3 - между оконечным каскадом и нагрузкой. Поставив все остальные емкости по 479∙10 -9 Ф, мы обеспечим спад, меньше требуемого.

Вычислим R ф и С ф (U RФ =1В):

10. Заключение

В данном курсовом проекте разработан импульсный усилитель с использованием транзисторов 2Т602А, КТ339А, имеет следующие технические характеристики:

Верхняя граничная частота 14МГц;

Коэффициент усиления 64 дБ;

Сопротивление генератора и нагрузки 75 Ом;

Напряжение питания 18 В.

Схема усилителя представлена на рисунке 10.1.

Рисунок 10.1 - Схема усилителя

При вычислении характеристик усилителя использовалось следующее программное обеспечение: MathCad, Work Bench.

Литература

1. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности: Справочник/ А.А. Зайцев, А.И. Миркин, В.В. Мокряков и др. Под редакцией А.В. Голомедова.-М.: Радио и Связь, 1989.-640с.

2. Расчет элементов высокочастотной коррекции усилительных каскадов на биполярных транзисторах. Учебно-методическое пособие по курсовому проектированию для студентов радиотехнических специальностей / А.А. Титов, Томск: Том. гос. ун-т систем управления и радиоэлектроники, 2002. - 45с.

Рабочей прямой. Рабочая прямая проходит через точки Uкэ=Eк и Iк=Eк÷Rн и пересекает графики выходных характеристик (токи базы). Для достижения наибольшей амплитуды при расчёте импульсного усилителя рабочая точка была выбрана ближе к наименьшему напряжению т.к у оконечного каскада импульс будет отрицательный. По графику выходных характеристик (рис.1) были найдены значения IКпост=4,5 мА, ...

Расчет Сф, Rф, Ср 10. Заключение Литература ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ № 2 на курсовое проектирование по дисциплине “Схемотехника АЭУ” студенту гр.180 Курманову Б.А. Тема проекта Импульсный усилитель Сопротивление генератора Rг = 75 Ом. Коэффициент усиления K = 25 дБ. Длительность импульса 0,5 мкс. Полярность "положительная". Скважность 2. Время установления 25 нс. Выброс...

Что для согласования с нагрузочным сопротивлением необходимо после усилительного каскадов поставить эмиттерный повторитель, начертим схему усилителя: 2.2 Расчет статического режима усилителя Рассчитываем первый усилительный каскад. Выбираем рабочую точку для первого усилительного каскада. Ее характеристики: ...

Сопротивления источника входного сигнала, а поэтому изме­нение условия оптимальности при облучении не приводит к дополни­тельному увеличению шума. Радиационные эффекты в ИОУ. Воздействие ИИ на параметры ИОУ. Интегральные операционные усилители (ИОУ) представляют собой высококачественные прецизионные усилители, которые относятся к классу универсальных и многофункциональных аналоговых...